【基礎(chǔ)知識】電容去耦原理
2017-6-4 11:30:14??????點擊：
選用電容退耦是處理直流電源噪聲疑問的首要辦法。這種辦法對提高瞬態(tài)電流的響應(yīng)速度，降低直流電源分配體系的阻抗都十分有用。
關(guān)于電容退耦，許多材料中都有觸及，可是論述的視點不一樣。有些是從有些電荷存儲（即儲能）的視點來闡明，有些是從直流電源分配體系的阻抗的視點來闡明，還有些材料的闡明更為紊亂，一會提儲能，一會提阻抗，因而許多人在看材料的時分感到有些利誘。本來，這兩種提法，本質(zhì)上是一樣的，只不過看待疑問的視角不一樣罷了。為了讓咱們有個理解的知道，這篇文章別離介紹一下這兩種解說。
1、從儲能的視點來闡明電容退耦原理。
在制造直流電源電路規(guī)劃板時，一般會在負載芯片周圍放置許多電容，這些電容就起到直流電源退耦作用。
其原理可用圖 1 闡明。
圖 1 去耦直流電源電路規(guī)劃
當負載電流不變時，其電流由穩(wěn)壓直流電源有些供給，即圖中的 I0，方向如圖所示。此刻電容兩頭電壓與負載兩頭電壓一致，電流 Ic 為 0，電容兩頭存儲適當數(shù)量的電荷，其電荷數(shù)量和電容量有關(guān)。當負載瞬態(tài)電流發(fā)作改變時，由于負載芯片內(nèi)部晶體管電平變換速度極快，有必要在極短的時間內(nèi)為負載芯片供給滿意的電流?？墒欠€(wěn)壓直流電源無法很快響應(yīng)負載電流的改變，因而，電流 I0 不會立刻滿意負載瞬態(tài)電流請求，因而負載芯片電壓會降低。可是由于電容電壓與負載電壓一樣，因而電容兩頭存在電壓改變。關(guān)于電容來說電壓改變必定發(fā)作電流，此刻電容對負載放電，電流 Ic 不再為 0，為負載芯片供給電流。依據(jù)電容等式：
（公式 1）
只需電容量 C 滿意大，只需很小的電壓改變，電容就能夠供給滿意大的電流，滿意負載瞬態(tài)電流的請求。這么就確保了負載芯片電壓的改變在容許的規(guī)模內(nèi)。這兒，適當于電容預(yù)先存儲了一有些電能，在負載需求的時分釋放出來，即電容是儲能元件。儲能電容的存在使負載耗費的能量得到迅速彌補，因而確保了負載兩頭電壓不至于有太大改變，此刻電容背負的是有些直流電源的人物。
從儲能的視點來了解直流電源退耦，十分直觀易懂，可是對直流電源電路規(guī)劃規(guī)劃協(xié)助不大。從阻抗的視點了解電容退耦，能讓咱們規(guī)劃直流電源電路規(guī)劃時有章可循。實踐上，在決議直流電源分配體系的去耦電容量的時分，用的即是阻抗的概念。
2、從阻抗的視點來了解退耦原理。
將圖 1 中的負載芯片拿掉，如圖 2 所示。從 AB 兩點向左看過去，穩(wěn)壓直流電源以及電容退耦體系一同，能夠當作一個復(fù)合的直流電源體系。這個直流電源體系的特點是：不管 AB 兩點間負載瞬態(tài)電流怎樣改變，都能確保 AB 兩點間的電壓堅持穩(wěn)定，即 AB 兩點間電壓改變很小。
圖像 2 直流電源部分
咱們能夠用一個等效直流電源模型表明上面這個復(fù)合的直流電源體系，如圖 3
圖 3 等效直流電源
關(guān)于這個直流電源電路規(guī)劃可寫出如下等式：
（公式 2）
咱們的終究規(guī)劃方針是，不管 AB 兩點間負載瞬態(tài)電流怎樣改變，都要堅持 AB 兩點間電壓改變規(guī)模很小，依據(jù)公式 2，這個請求等效于直流電源體系的阻抗 Z 要滿意低。在圖 2 中，咱們是經(jīng)過去耦電容來抵達這一請求的，因而從等效的視點出發(fā)，能夠說去耦電容降低了直流電源體系的阻抗。另一方面，從直流電源電路規(guī)劃原理的視點來說，可得到一樣定論。電容關(guān)于溝通信號出現(xiàn)低阻抗特性，因而參加電容，實踐上也的確降低了直流電源體系的溝通阻抗。
從阻抗的視點了解電容退耦，能夠給咱們規(guī)劃直流電源分配體系帶來極大的便利。實踐上，直流電源分配體系規(guī)劃的最底子的準則即是使阻抗最小。最有用的規(guī)劃辦法即是在這個準則指導(dǎo)下發(fā)作的。
準確運用電容進行直流電源退耦，有必要了解實踐電容的頻率特性。抱負電容器在實踐中是不存在的，這即是為啥經(jīng)常聽到“電容不僅僅是電容”的要素。
實踐的電容器總會存在一些寄生參數(shù)，這些寄生參數(shù)在低頻時體現(xiàn)不明顯，可是高頻狀況下，其首要性可能會超越容值自身。圖 4 是實踐電容器的 SPICE 模型，圖中，ESR 代表等效串聯(lián)電阻，ESL 代表等效串聯(lián)電感或寄生電感，C 為抱負電容。
圖 4 電容模型
等效串聯(lián)電感（寄生電感）無法消除，只需存在引線，就會有寄生電感。這從磁場能量改變的視點能夠很容易了解，電流發(fā)作改變時，磁場能量發(fā)作改變，可是不行能發(fā)作能量躍變，體現(xiàn)出電感特性。寄生電感會推遲電容電流的改變，電感越大，電容充放電阻抗就越大，反響時間就越長。等效串聯(lián)電阻也不行消除的，很簡單，由于制造電容的材料不是超導(dǎo)體。
評論實踐電容特性之前，首要介紹諧振的概念。關(guān)于圖 4 的電容模型，其復(fù)阻抗為：
（公式 3）
時，此刻容性阻抗矢量與理性阻抗之差為 0，電容的總阻抗最小，體現(xiàn)為純電阻特性。該頻率點即是電容的自諧振頻率。自諧振頻率點是區(qū)分電容是容性仍是理性的分界點，高于諧振頻率時，“電容不再是電容”，因而退耦作用將降低。因而，實踐電容器都有必定的作業(yè)頻率規(guī)模，只要在其作業(yè)頻率規(guī)模內(nèi)，電容才具有極好的退耦作用，運用電容進行直流電源退耦時要特別重視這一點。寄生電感（等效串聯(lián)電感）是電容器在高于自諧振頻率點之撤退耦功能被消弱的底子要素。圖 5 顯現(xiàn)了一個實踐的 0805 封裝 0.1uF 陶瓷電容，其阻抗隨頻率改變的曲線。
圖 5 電容阻抗特性
電容的自諧振頻率值和它的電容值及等效串聯(lián)電感值有關(guān)，運用時可查看器材手冊，了解該項參數(shù)，斷定電容的有用頻率規(guī)模。下面列出了 AVX 生產(chǎn)的陶瓷電容不一樣封裝的各項參數(shù)值。
電容的等效串聯(lián)電感和生產(chǎn)工藝和封裝尺度有關(guān)，同一個廠家的同種封裝尺度的電容，其等效串聯(lián)電感根本一樣。一般小封裝的電容等效串聯(lián)電感更低，寬體封裝的電容比窄體封裝的電容有更低的等效串聯(lián)電感。
既然電容能夠當作 RLC 串聯(lián)直流電源電路規(guī)劃，因而也會存在質(zhì)量因數(shù)，即 Q 值，這也是在運用電容時的一個首要參數(shù)。
直流電源電路規(guī)劃在諧振時容抗等于感抗，所以電容和電感上兩頭的電壓有用值必定持平，電容上的電壓有用值 UC=I*1/ωC=U/ωCR=QU，質(zhì)量因數(shù) Q=1/ωCR，這兒 I 是直流電源電路規(guī)劃的總電流。電感上的電壓有用值 UL=ωLI=ωL*U/R=QU，質(zhì)量因數(shù)Q=ωL/R。由于：UC=UL 所以 Q=1/ωCR=ωL/R。電容上的電壓與外加信號電壓 U 之比 UC/U=（I*1/ωC）/RI=1/ωCR=Q。電感上的電壓與外加信號電壓 U 之比 UL/U=ωLI/RI=ωL/R=Q。從上面分析可見，直流電源電路規(guī)劃的質(zhì)量因數(shù)越高，電感或電容上的電壓比外加電壓越高。
圖 6 Q 值的影響
Q 值影響直流電源電路規(guī)劃的頻率挑選性。當直流電源電路規(guī)劃處于諧振頻率時，有最大的電流，違背諧振頻率時總電流減小。咱們用 I/I0 表明經(jīng)過電容的電流與諧振電流的比值，即相對改變率。表明頻率違背諧振頻率程度。圖 6 顯現(xiàn)了 I/I0 與聯(lián)系曲線。這兒有三條曲線，對應(yīng)三個不一樣的 Q 值，其間有 Q1>Q2>Q3。從圖中可看出當外加信號頻率 ω 違背直流電源電路規(guī)劃的諧振頻率 ω0時，I/I0 均小于 1。Q 值越高在必定的頻偏下電流降低得越快，其諧振曲線越尖銳。也即是說直流電源電路規(guī)劃的挑選性是由直流電源電路規(guī)劃的質(zhì)量要素 Q 所決議的，Q 值越高挑選性越好。
在直流電源電路規(guī)劃板上會放置一些大的電容，一般是坦電容或電解電容。這類電容有很低的 ESL，可是 ESR 很高，因而 Q 值很低，具有很寬的有用頻率規(guī)模，十分適合板級直流電源濾波。
當電容裝置到直流電源電路規(guī)劃板上后，還會引進額定的寄生參數(shù)，然后導(dǎo)致諧振頻率的偏移。充分了解電容的自諧振頻率和裝置諧振頻率十分首要，在核算體系參數(shù)時，實踐運用的是裝置諧振頻率，而不是自諧振頻率，由于咱們重視的是電容裝置到直流電源電路規(guī)劃板上以后的體現(xiàn)。
電容在直流電源電路規(guī)劃板上的裝置一般包含一小段從焊盤拉出的引出線，兩個或更多的過孔。咱們知道，不管引線仍是過孔都存在寄生電感。寄生電感是咱們首要重視的首要參數(shù)，由于它對電容的特性影響最大。電容裝置后，能夠?qū)ζ渲車恍∑瑓^(qū)域有用去耦，這觸及到去耦半徑疑問，這篇文章后邊還要詳細敘述。如今咱們調(diào)查這么一種狀況，電容要對間隔它 2 公分處的一點去耦，這時寄生電感包含哪幾有些。首要，電容自身存在寄生電感。從電容抵達需求去耦區(qū)域的途徑上包含焊盤、一小段引出線、過孔、2 公分長的直流電源及地平面，這幾個有些都存在寄生電感。相比較而言，過孔的寄生電感較大。能夠用公式近似核算一個過孔的寄生電感有多大。 公式為
其間：L 是過孔的寄生電感，單位是 nH。h 為過孔的長度，和板厚有關(guān)，單位是英寸。d為過孔的直徑，單位是英寸。下面就核算一個多見的過孔的寄生電感，看看有多大，以便有一個理性知道。設(shè)過孔的長度為 63mil（對應(yīng)直流電源電路規(guī)劃板的厚度 1.6 毫米，這一厚度的直流電源電路規(guī)劃板許多見），過孔直徑 8mil，依據(jù)上面公式得：
這一寄生電感比許多小封裝電容自身的寄生電感要大，有必要思考它的影響。過孔的直徑越大，寄生電感越小。過孔長度越長，電感越大。下面咱們就以一個 0805 封裝 0.01uF 電容為例，核算裝置前后諧振頻率的改變。參數(shù)如下：容值：C=0.01uF。電容自身等效串聯(lián)電感：ESL=0.6 nH。裝置后添加的寄生電感：Lmount=1.5nH。
電容的自諧振頻率：
裝置后的總寄生電感：0.6+1.5=2.1nH。留意，實踐上裝置一個電容最少要兩個過孔，寄生電感是串聯(lián)的，假如只用兩個過孔，則過孔引進的寄生電感就有 3nH?？墒窃陔娙莸拿恳欢硕疾⒙?lián)幾個過孔，能夠有用減小總的寄生電感量，這和裝置辦法有關(guān)。
裝置后的諧振頻率為：
可見，裝置后電容的諧振頻率發(fā)作了很大的偏移，使得小電容的高頻去耦特性被消弱。在進行直流電源電路規(guī)劃參數(shù)規(guī)劃時，應(yīng)以這個裝置后的諧振頻率核算，由于這才是電容在直流電源電路規(guī)劃板上的實踐體現(xiàn)。
裝置電感對電容的去耦特性發(fā)作很大影響，應(yīng)盡量減小。實踐上，怎樣最大程度的減小裝置后的寄生電感，是一個十分首要的疑問。
從直流電源體系的視點進行去耦規(guī)劃
先插一句題外話，許多人在看材料時會有這么的迷惑，有的材料上說要對每個直流電源引腳加去耦電容，而另一些材料并不是依照每個直流電源引腳都加去偶電容來規(guī)劃的，只是說在芯片周圍放置多少電容，然后怎樣放置，怎樣打孔等等。那么究竟哪種說法及做法準確呢？我在剛觸摸直流電源電路規(guī)劃規(guī)劃的時分也有這么的迷惑。本來，兩種辦法都是準確的，只不過處理疑問的視點不一樣?？催^這篇文章后，你就徹底理解了。
上一節(jié)講了對引腳去耦的辦法，這一節(jié)就來講講另一種辦法，從直流電源體系的視點進行去耦規(guī)劃。該辦法本著這么一個準則：在感興趣的頻率規(guī)模內(nèi)，使全部直流電源分配體系阻抗最低。其辦法依然是運用去耦電容。
直流電源去耦觸及到許多疑問：總的電容量多大才干滿意請求？怎樣斷定這個值？挑選那些電容值？放多少個電容？選啥材質(zhì)的電容？電容怎樣裝置到直流電源電路規(guī)劃板上？電容放置間隔有啥請求？下面別離介紹。
聞名的 Target Impedance（方針阻抗）
方針阻抗（Target Impedance）界說為：
（公式 4）
該界說可解說為：能滿意負載最大瞬態(tài)電流供給，且電壓改變不超越最大容許動搖規(guī)模的狀況下，直流電源體系自身阻抗的最大值。超越這一阻抗值，直流電源動搖將超越容許規(guī)模。假如你對阻抗和電壓動搖的聯(lián)系不理解的話，請回憶“電容退耦的兩種解說”一節(jié)。
對方針阻抗有兩點需求闡明：
1、方針阻抗是直流電源體系的瞬態(tài)阻抗，是對迅速改變的電流體現(xiàn)出來的一種阻抗特性。
2、方針阻抗和必定寬度的頻段有關(guān)。在感興趣的全部頻率規(guī)模內(nèi)，直流電源阻抗都不能超越這個值。阻抗是電阻、電感和電容一起作用的成果，因而必定與頻率有關(guān)。感興趣的全部頻率規(guī)模有多大？這和負載對瞬態(tài)電流的請求有關(guān)。望文生義，瞬態(tài)電流是指在極短時間內(nèi)直流電源有必要供給的電流。假如把這個電流看做信號的話，適當于一個階躍信號，具有很寬的頻譜，這一頻譜規(guī)模即是咱們感興趣的頻率規(guī)模。
假如暫時不了解上述兩點，沒聯(lián)系，繼續(xù)看完這篇文章后邊的有些，你就理解了。
需求多大的電容量
有兩種辦法斷定所需的電容量。榜首種辦法運用直流電源驅(qū)動的負載核算電容量。這種辦法沒有思考 ESL 及 ESR 的影響，因而很不準確，可是對了解電容量的挑選有優(yōu)點。第二種辦法即是運用方針阻抗（Target Impedance）來核算總電容量，這是業(yè)界通用的辦法，得到了廣泛驗證。你能夠先用這種辦法來核算，然后做有些微調(diào)，能抵達極好的作用，怎樣進行有些微調(diào)，是一個更高級的論題。下面別離介紹兩種辦法。
辦法一：運用直流電源驅(qū)動的負載核算電容量
設(shè)負載（容性）為 30pF，要在 2ns 內(nèi)從 0V 驅(qū)動到 3.3V，瞬態(tài)電流為：
（公式 5）
假如共有 36 個這么的負載需求驅(qū)動，則瞬態(tài)電流為：36*49.5mA=1.782A。假定容許電壓動搖為：3.3*2.5%=82.5 mV，所需電容量為
C=I*dt/dv=1.782A*2ns/0.0825V=43.2nF
闡明：所加的電容實踐上作為按捺電壓波紋的儲能元件，該電容有必要在 2ns 內(nèi)為負載供給1.782A 的電流，一起電壓降低不能超越 82.5 mV，因而電容值應(yīng)依據(jù) 82.5 mV 來核算。記?。弘娙莘烹娊o負載供給電流，其自身電壓也會降低，可是電壓降低的量不能超越 82.5mV（容許的電壓波紋）。這種核算沒啥實踐意義，之所以放在這兒說一下，是為了讓咱們對去耦原理知道更深。
辦法二：運用方針阻抗核算電容量（規(guī)劃思維很謹慎，要吃透）
為了理解的闡明電容量的核算辦法，咱們用一個比如。要去耦的直流電源為 1.2V，容許電壓動搖為 2.5%，最大瞬態(tài)電流 600mA，
榜首步：核算方針阻抗
第二步：斷定穩(wěn)壓直流電源頻率響應(yīng)規(guī)模。
和詳細運用的直流電源片子有關(guān)，一般在 DC 到幾百 kHz 之間。這兒設(shè)為 DC 到 100kHz。在100kHz 以下時，直流電源芯片能極好的對瞬態(tài)電流做出反響，高于 100kHz 時，體現(xiàn)為很高的阻抗，假如沒有外加電容，直流電源動搖將超越答應(yīng)的 2.5%。為了在高于 100kHz 時仍滿意電壓動搖小于 2.5%請求，應(yīng)該加多大的電容？
第三步：核算 bulk 電容量
當頻率處于電容自諧振點以下時，電容的阻抗可近似表明為：頻率 f 越高，阻抗越小，頻率越低，阻抗越大。在感興趣的頻率規(guī)模內(nèi)，電容的最大阻抗不能超越方針阻抗，因而運用 100kHz 核算（電容起作用的頻率規(guī)模的最低頻率，對應(yīng)電容最高阻抗）。
第四步：核算 bulk 電容的最高有用頻率
當頻率處于電容自諧振點以上時，電容的阻抗可近似表明為：頻率 f 越高，阻抗越大，但阻抗不能超越方針阻抗。假定 ESL 為 5nH，則最高有用頻率為：。這么一個大的電容能夠讓咱們把直流電源阻抗在 100kHz 到1.6MHz 之間操控在方針阻抗之下。當頻率高于 1.6MHz 時，還需求額定的電容來操控直流電源體系阻抗。
第五步：核算頻率高于 1.6MHz 時所需電容
假如期望直流電源體系在 500MHz 以下時都能滿意電壓動搖請求，就有必要操控電容的寄生電感量。有必要滿意
，所以有：
假定運用 AVX 公司的 0402 封裝陶瓷電容，寄生電感約為 0.4nH，加上裝置到直流電源電路規(guī)劃板上后過孔的寄生電感（這篇文章后邊有核算辦法）假定為 0.6nH，則總的寄生電感為 1 nH。為了滿意總電感不大于 0.16 nH 的請求，咱們需求并聯(lián)的電容個數(shù)為：1/0.016=62.5 個，因而需求 63 個 0402 電容。
為了在 1.6MHz 時阻抗小于方針阻抗，需求電容量為：
因而每個電容的電容量為 1.9894/63=0.0316 uF。
綜上所述，關(guān)于這個體系，咱們挑選 1 個 31.831 uF 的大電容和 63 個 0.0316 uF 的小電容即可滿意請求。
一樣容值電容的并聯(lián)
運用許多電容并聯(lián)能有用地減小阻抗。63 個 0.0316 uF 的小電容（每個電容 ESL 為 1 nH）并聯(lián)的作用適當于一個具有 0.159 nH ESL 的 1.9908 uF 電容。
圖 10 多個等值電容并聯(lián)
單個電容及并聯(lián)電容的阻抗特性如圖 10 所示。并聯(lián)后仍有一樣的諧振頻率，可是并聯(lián)電容在每一個頻率點上的阻抗都小于單個電容。
可是，從圖中咱們看到，阻抗曲線呈 V 字型，跟著頻率違背諧振點，其阻抗依然上升的很快。要在很寬的頻率規(guī)模內(nèi)滿意方針阻抗請求，需求并聯(lián)許多的同值電容。這不是一種好的辦法，形成極大地糟蹋。有些人喜愛在直流電源電路規(guī)劃板上放置許多 0.1uF 電容，假如你規(guī)劃的直流電源電路規(guī)劃作業(yè)頻率很高，信號改變很快，那就不要這么做，最佳運用不一樣容值的組合來構(gòu)成相對平整的阻抗曲線。
不一樣容值電容的并聯(lián)與反諧振（Anti-Resonance）
容值不一樣的電容具有不一樣的諧振點。圖 11 畫出了兩個電容阻抗隨頻率改變的曲線。
圖 11 兩個不一樣電容的阻抗曲線
左面諧振點之前，兩個電容都呈容性，右邊諧振點后，兩個電容都呈理性。在兩個諧振點之間，阻抗曲線交叉，在交叉點處，左面曲線代表的電容呈理性，而右邊曲線代表的電容呈容性，此刻適當于 LC 并聯(lián)直流電源電路規(guī)劃。關(guān)于 LC 并聯(lián)直流電源電路規(guī)劃來說，當 L 和 C 上的電抗持平時，發(fā)作并聯(lián)諧振。因而，兩條曲線的交叉點處會發(fā)作并聯(lián)諧振，這即是反諧振效應(yīng)，該頻率點為反諧振點。
圖 12 不一樣容值電容并聯(lián)后阻抗曲線
兩個容值不一樣的電容并聯(lián)后，阻抗曲線如圖 12 所示。從圖 12 中咱們能夠得出兩個定論：
a 不一樣容值的電容并聯(lián)，其阻抗特性曲線的底部要比圖 10 阻抗曲線的底部平整得多（盡管存在反諧振點，有一個阻抗尖峰），因而能更有用地在很寬的頻率規(guī)模內(nèi)減小阻抗。
b 在反諧振（Anti-Resonance）點處，并聯(lián)電容的阻抗值無限大，高于兩個電容任何一個獨自作用時的阻抗。并聯(lián)諧振或反諧振現(xiàn)象是運用并聯(lián)去耦辦法的不足之處。在并聯(lián)電容去耦的直流電源電路規(guī)劃中，盡管大多數(shù)頻率值的噪聲或信號都能在直流電源體系中找到低阻抗回流途徑，可是關(guān)于那些頻率值挨近反諧振點的，由于直流電源體系體現(xiàn)出的高阻抗，使得這有些噪聲或信號能量無法在直流電源分配體系中找到回流途徑，終究會從 PCB 上發(fā)射出去（空氣也是一種介質(zhì)，波阻抗只要幾百歐姆），然后在反諧振頻率點處發(fā)作嚴峻的 EMI 疑問。
因而，并聯(lián)電容去耦的直流電源分配體系一個首要的疑問即是：合理的挑選電容，盡可能的壓低反諧振點處的阻抗。
ESR 對反諧振（Anti-Resonance）的影響Anti-Resonance 給直流電源去耦帶來費事，但幸運的是，實踐狀況不會像圖 12 顯現(xiàn)的那么差勁。
實踐電容除了 LC 以外，還存在等效串聯(lián)電阻 ESR。
因而，反諧振點處的阻抗也不會是無限大的。實踐上，能夠經(jīng)過核算得到反諧振點處的阻抗，X 為反諧振點處單個電容的阻抗虛部（均持平）。
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